Wi-Fi 物理層
第二章 物理層（The PHY）
57個通道沒有一個空閒的…
—Bruce Springsteen歌唱“57 Channels （And Nothin’On）”
飾“無線網路管理員”
每當重大的創新技術出現，都能推動802。11傳輸速率的巨大提升。OFDM多載波傳輸的引入，實現了速率從802。11b到802。11a / g的提升。MIMO系統的建立也同樣將速率從802。11a/g演進到802。11n。然而，802。11ac並沒有引入一個新的無線傳輸資料的方式。雖然，802。11ac相比802。11n在技術上進行了擴充套件，但這兩項技術對本領域的技術人員來說並不陌生，即使用MIMO和更寬的通道。物理層上原始速率的提升主要來自於三個方面：更多數量的MIMO流，更寬的通道，和更精細的調製方式，即在單位時間裡能夠傳送更多位（bit）。
2。1 擴充套件MIMO操作
802。11ac把MIMO系統所支援空間流從四個擴充套件成八個是提高吞吐量的主要技術之一。正如所有的MIMO系統，每一個空間流需要自己的傳輸系統；因此，一個支援八個空間流的802。11ac的AP，需要有八個獨立無線鏈路和一組八單元天線陣列。作為一個單一的協議功能，擴充套件到八個空間流可以將802。11n系統的吞吐量增加一倍，就像在高速公路上加一條車道一樣。然而，支援多於四個空間流的裝置引入市場還需要時間。就像在802。11早期版本的MIMO系統中，發射機必須支援每個空間流有至少一個無線鏈路用來傳輸。所以如果裝置支援更多空間流，需要有更多天線單元，同時天線的尺寸也會更大。
空間流的數量不能超過天線陣列的單元數量。一旦天線單元的數量超過空間流數，會有更多的訊號處理增益，這些額外的增益會在波束成形中提高信噪比。
波束成形是802。11n引入的技術，但在11n中一直沒有得到廣泛推行。透過天線陣列單元的相移來精確改變天線輻射方向圖，它可以將資料流“指向”特定的接收端。802。11ac建立了新的波束成形機制，允許多使用者MIMO（MU-MIMO）的同時傳輸。 MU-MIMO是一個可以將802。11ac的資料幀的傳輸速率提高到遠超其公佈（“宣傳”）數值的關鍵技術之一。 與同一時間同一區域只能有一對傳送接收不同，MU-MIMO支援空間複用，同一時間一個AP可以使用同一通道將資訊傳送到不同方位的區域。這個令人興奮的革新為802。11網路的資料交換和減小衝突域帶來了好處。由於牽扯到通訊協議層的變化，這個主題將在第四章1進行深入的闡述。
2。2 802。11ac無線通道
自從802。11a中第一個標準化正交頻分複用調製（OFDM）以來，20 MHz無線通道頻寬被廣泛使用在802。11協議規範中，802。11n支援到了40 MHz通道頻寬。 802。11ac標準引入了兩種新的通道寬度。眾所周知，通道寬度越寬，通道提供的吞吐量也就越高。正如以往基於OFDM的傳輸方式，802。11ac的把通道分成若干OFDM子載波，每個子個有312。5 kHz頻寬，每一個獨立子載波都作為一個獨立的傳輸，OFDM把資料調製到每一個子載波中。有一些子載波定義為導頻載波，它們不攜帶使用者資料，只是用來探測通道。
2。2。1無線通道佈局
註釋1： 你將會在第四章看到MIMO傳輸的詳細描述，這裡（刻意地）只是一個簡化的描述。單條流傳輸不一定在空間中遵循單一干淨，線性路徑，很大程度上依賴於傳輸頻率。
為了增加吞吐量，802。11ac引入了兩個新的通道寬度。要求所有的802。11ac裝置支援80 MHz通道，這是802。11n中的通道頻譜的兩倍。為支援更高的速率傳輸，進一步增加160 MHz通道選項。由於發現連續使用160 MHz通道有頻譜限制，該標準允許使用單一的160 MHz通道以及兩個不相鄰的80 MHz通道。圖2-1示出了802。11ac中OFDM資料以及導頻載波的通道佈局，同時將802。11a/g以及802。11n的通道格式做了比較。
該圖中，每一條水平線代表一種型別通道的OFDM子載波佈局，從第一次使用OFDM調製的20 MHz通道，到802。11ac支援的最寬的通道。圖中向下凹陷的位置表示導頻載波，它們不攜帶資料。
圖2-1。 802。11ac中的通道佈局
本節介紹了802。11ac的單播通道佈局。大多數最初商用的 “802。11ac”接入點裝置的工作頻段由一個802。11ac 5 GHz無線頻段加上一個802。11n 2。4 GHz無線頻段組成。
導頻載波在OFDM中是管理開銷的一種形式，它們表示用於通道的開銷。在MIMO系統中，單個導頻載波可以更有效地協助通道做最佳化操作。因此，在802。11ac更寬的通道上，導頻載波對網路開銷的影響效果幾乎是“大打折扣”。表2-1定義了OFDM子載波編號和導頻通道。子載波的頻寬由通道寬度本身決定。每個子載波具有相同的資料承載容量，因此，子載波越多越好。導頻載波是協議開銷，用來進行重要的通道探測。該表顯示，隨著通道寬度的增加，專門用於導頻的子載波通道的比例在減少。因此，通道利用率隨著通道頻寬增加而提高。表中的最後兩列，一列描述了最左側一列協議標準及通道寬度相對於802。11a／g協議標準，吞吐量提升的倍數；另一列描述了最左側一列協議標準及通道寬度相對於802。11ac 20MHz通道的吞吐量提升的倍數。
表2-1. 通道特性對比
導頻載波在OFDM中是管理開銷的一種形式，它們表示用於通道的開銷。在MIMO系統中，單個導頻載波可以更有效地協助通道做最佳化操作。因此，在802。11ac更寬的通道上，導頻載波對網路開銷的影響效果幾乎是“大打折扣”。表2-1定義了OFDM子載波編號和導頻通道。子載波的頻寬由通道寬度本身決定。每個子載波具有相同的資料承載容量，因此，子載波越多越好。導頻載波是協議開銷，用來進行重要的通道探測。該表顯示，隨著通道寬度的增加，專門用於導頻的子載波通道的比例在減少。因此，通道利用率隨著通道頻寬增加而提高。表中的最後兩列，一列描述了最左側一列協議標準及通道寬度相對於802。11a／g協議標準，吞吐量提升的倍數；另一列描述了最左側一列協議標準及通道寬度相對於802。11ac 20MHz通道的吞吐量提升的倍數。
表
2-1. 通道特性對比
a對於不相鄰的80+80MHz通道，子載波數量與使用160MHz通道的子載波數量完全一樣。
無線通道的頻譜模板
802。11ac的發射頻譜模板形狀與以前的OFDM頻譜模板形狀相同。僅僅是傳送最大功率頻譜密度的寬度不同。圖2-2示出了802。11ac通道的發射頻譜模板曲線，用（dBr）表示，dBr是訊號頻譜密度與訊號在中心頻率峰值頻譜密度相比的dB數。圖中沒有標出邊緣功率下降點的精確頻率偏移，因為無論使用什麼樣的通道頻寬，頻譜模板的大致形狀是一致的。表2-2描述了發射頻譜模板的幾個關鍵點：峰值功率下降邊緣相對中心頻率的頻偏點；幾兆赫茲後頻譜模板肩膀的起始頻偏點；頻譜模板肩膀位置功率陡降的頻偏點，以及最後訊號開始融入背景噪聲的頻偏點。
表2-2 頻譜模板結構
圖 2-2。 頻譜模板
2。2。2可用通道頻譜資源
定義可用的通道更多的是一個監管問題，而不是一個技術問題。無線區域網裝置採用非常靈活的無線晶片，使得裝置可調諧到幾乎所有的頻率，802。11標準定義了大量可用的無線通道。如圖2-3所示，802。11ac繼續使用和以前相同的通道編號方式。該圖的頂部標出了各個頻帶以及頻帶內的通道編號。相鄰的通道編號相隔四位數字，但在一個加寬的通道，將指定一個通道為主要通道（
primary channel
）；其他通道稱為輔助通道（
secondary channels
）。在80 MHz通道中，通道44可能成為主通道，36，40，和48通道都將變為輔通道。一般來說，實際操作中，無線區域網透過主通道傳送Beacon幀、通告幀等，而不會去使用輔助通道傳送。主、從通道是很重要的頻寬共存的特性，將在第45頁中的“空閒通道評估（Clear-Channel Assessment，簡稱CCA）”進一步討論。
圖2-3 802。11ac可用通道頻譜資源
當資料已經從現有有線區域網延伸到無線網路時，已經為其提供了額外可用的頻譜。頻譜管理者逐漸意識到需要額外的頻譜資源，特別是為了能夠提供支援最高資料速率傳輸的更寬的通道頻寬。雖然，802。11ac標準規範定義了通道編號和佈局，但是特定的頻譜是否可用還取決於國家監管機構。
圖2-3中所示，有很多通道只允許在美國的無線區域網使用。在2013年初，FCC採取一系列措施，增加了大量額外的可用頻譜資源。首先，啟用了通道120到128這些曾經“丟失” 的通道2。其次，FCC分配兩個新的頻段供無線區域網使用，如圖中淺灰色部分，組成一個195 MHz的額外頻譜資源。正如從圖中所看到的，為了提高802。11ac的容量，FCC採取了相應的措施，顯著的增加了可用頻寬。事實上，這也是委員們建議委員會制定相應的規則和條款，給802。11ac分配額外頻譜的主要動力。
註釋2：在5。47~5。725GHz頻段，無線局域用被認為是次要使用者應用，意味著它必須避免對主要使用者應用產生干擾。在這個頻段上的主要應用之一就是多普勒氣象雷達（TDWR）頻段5。60~5。65GHz。一種探測機場起降條件的技術手段，可以判斷是否有危險的橫風。1985年，達美航空公司一架191航班飛機在穿越風暴後墜毀。這起事故直接迫使科學家發明出TDWR以及風力切變探測技術的研究，協助飛行員和空中管制員避免這類事故的發生。需要了解更多資訊，請關注我之前關於為什麼我們失去了氣象雷達通道的部落格
http：//
blogs。aerohive。com/blog
/the-wi-fi-security-blog/why-we-lost-the-weather-radar-channels
。
美國為802.11ac提出額外的頻譜資源
在寫這本書時，FCC提議了新的規範，將極大地提高5 GHz頻段的可用頻譜資源。擬議規範的初稿釋出於2013年2月20日3，擬議中的規範還會有一段時間完善，最終會在5GHz頻段與FCC的規範統一。產品開發者將受益於較簡單的規範，特別是在FCC倡導下能夠在全世界範圍內形成統一的規範。在制定法規的草案時，FCC針對如何制定出一套全球通用的規範專門徵求了諸多意見。
雖然在802。11起始於最初被認為是“垃圾”的2。4 GHz頻段，草案中的規範證明了802。11從它第一次進入市場的發展歷程。Julius Genachowski在新的規範提出的時候擔任FCC主席，撰寫和演說了大量有關非授權頻譜革新的建議。另一方面反映了委員會中達成的廣泛共識，這對無線網路的進一步發展非常有益。
註釋3：該委員會為此頻譜提出新的法案，編號為FCC 13-22，可在FCC網站上查詢（
http：//
hraunfoss。fcc。gov/edocs
_public/attachmatch/FCC-13-22A1。docx
）。
2。3傳輸：調製、編碼和保護間隔
與先前802。11規範相比，802。11ac僅僅只在調製和編碼方式做了演進。相比802。11n，802。11ac摒棄了很少實現的非對等調製選項，簡化了調製和編碼方式的選擇。調製技術的革新成為802。11ac提升速率的一個關鍵點。透過採用最新的256-QAM調製方式，使鏈路在每個載波上可傳送的資料增加兩個位（bit），用總共8個位替代先前的6個位的資料，增加2位，資料容量增加1/3。
2。3。1調製和編碼策略（MCS）
802。11ac在MCS的選擇上相比802。11n要容易得多。不同於802。11n有70多種選擇，802。11ac規範中僅有10種，見表2-3。規範中前面8種調製編碼是強制要求，另外
註釋3：該委員會為此頻譜提出新的法案，編號為FCC 13-22，可在FCC網站上查詢（
http：//
hraunfoss。fcc。gov/edocs
_public/attachmatch/FCC-13-22A1。docx
）
大多數廠家將支援256-QAM方式，因此總共有10種選擇，該技術將隨著產品步入市場。調製（
Modulation
）描述的是在一次傳輸間隔之內包含多少個位（bit）的資訊。調製速率越高，傳輸中包含的資料越多，但是需要更高的信噪比支撐。802。11ac使用與先前技術相同的糾錯編碼機制。糾錯編碼的基本屬性之一是它按照編碼速率以一定的比例新增冗餘資訊。R=1/2編碼速率是指在通道中每傳送2個位（分母），有1個使用者資料位（分子）。高速編碼以不能從高誤位元速率中恢復為代價，提高資料佔比的同時減少冗餘佔比。802。11ac當中，調製和編碼被耦合成一個數字，稱作MCS索引。每一個MCS值依據通道頻寬，空間流數目，保護間隔的不同會產生很多的速率。802。11ac廢除了非對等調製方式，該調製方式作為802。11n的一個特性並沒有被廣泛應用。
表2-3 802.11ac MCS對照表
802。11ac簡化調製編碼選擇的方法之一是透過調製編碼不再繫結通道頻寬的方式，而802。11n則相反，為了確定鏈路連線速率，需要結合MCS值和通道頻寬產生一個總的資料速率。
256-QAM調製
表2-3描述了一種用於802。11ac的新的調製方式。之前的802。11標準允許最高調製方式為64-QAM，在這種調製方式中，每個傳輸符號承擔總資訊的1/64。從更高的層面上看，正交幅度調製（
quadrature amplitude modulation
，QAM）的工作原理是結合振幅電平和相移在星座圖中選擇一個符號。64-QAM為了區分64個不同的值，採用8個不同的相位（粗略地稱作移相）和8個不同的正交幅度值（粗略地稱作波幅）。每一個符號的傳輸，都會在8個相移和8個振幅電平中各挑選一個不同的來區分。4
與協議在其他特性的提升一樣，802。11ac使用了新的256-QAM的調製方式代替了已有技術。不同於8×8星座圖的方式，256-QAM星座圖包括16種相移以及16種振幅電平。圖2-4比較了64-QAM星座圖和256-QAM星座圖。初看，他們十分相似，儘管256-QAM中有更多的星座點。有一種形象的比喻，把QAM比作飛鏢遊戲。傳送機選擇一個目標點，按照1種振幅電平和1種相移進行編碼。接收端將該編碼訊號從空口取出，並將接收到訊號與理想的星座圖中的點陣進行匹配。由於星座點越來越密集，發射機必須能夠精確傳送並命中目標點。
註釋4：QAM中僅僅提到使用移相和振幅電平的工作機制是遠遠不夠的，如果你想知道更多的細節，你或許可以參加一個硬體工程或者晶片設計的課程。
圖2-4 調製方式對比
256-QAM星座圖中增加的額外星座點對提升速率有很大的潛力。64-QAM中採用每子載波最大傳送6個位，相反256-QAM可以傳輸8個位。這一特性表明同等級別的802。11ac速率相比802。11n速率提升33%。
但天下沒有免費的午餐，256-QAM速率提升也不例外。為了使用256-QAM方式，射頻鏈路的誤位元速率必須遠小於先前調製方式。在一個沒有誤碼接收的理想鏈路中，接收到的訊號正好對應星座點，這樣就很容易解調傳輸中的資料。但是真實世界的無線環境並沒有這麼理想。當接收一個符號時，接收到的訊號並沒有完全與星座點重合。理想星座點和接收點相對於接收符號的差異存在於二維空間，因而“未命中”被描述成誤差向量（
error vector）
，見圖2-5（a）。當提及一個傳輸鏈路，通常系統設計者關心的是訊號質量而不是傳輸的方向性，因此提到誤位元速率，一般稱作誤差向量幅度（
error vector magnitude，簡稱EVM
）。
圖2-5。 誤差向量（error vector）
因此，傳輸256-QAM要求的誤位元速率需要遠遠低於先前的調製方式，也就不足為奇了。例如，當接收符號處在幾個星座點之間，如圖2-5（b），接收機必須選擇其中一個星座點。如果選擇錯誤，整個資料幀需要丟棄。早期802。11ac實現要求256-QAM的接收機效能高於64-QAM接收機效能5dB。為了取得更高的效能，有多種技術可以採用。高效能的糾錯編碼機制能夠提供所需的部分效能，802。11ac採用低密度奇偶校驗（LDPC）編碼提供1-2dB增益。選擇更好的射頻模擬前端元件也可以提高增益。除了無線通道固有引入的偏離理想點的失真，接收機的模擬部分（天線和放大器）也會引入失真。儘量減少802。11ac模擬單元的誤差可以協助數字單元更好的工作。使用LDPC編碼和提升射頻模擬前端並不矛盾，有些廠家同時採用了兩種方法。
2。3。2保護間隔（Guard Interval）
如果發射端和接收端雙方都支援短保護間隔，802。11ac保留開啟OFDM短保護間隔的能力。與802。11n有同樣的效果，在802。11ac中：保護間隔從800ns縮短到400ns，吞吐量提升接近10%。目前大多數的802。11n部署已經證明開啟短保護間隔沒有困難，也不會造成不利影響。儘管短保護間隔是可選項，我還是希望它可以得到廣泛應用，就正如802。11n中所做的那樣。5
2。3。3糾錯碼（Error-Correcting Codes）
802。11ac所支援的糾錯編碼相比以前沒有任何變化。802。11ac要求使用卷積編碼，與所有OFDM物理層要求相同。LDPC編碼作為支援的一個可選項，通常相比卷積編碼提高1-2dB增益。因此，LDPC很有可能在256-QAM高速率和長幀聚合的傳輸方式下需要支援。透過開啟更高的速率，LDPC將會協助提升資料速率。資料速率的提升會減小傳輸時間，因而減少總體的功耗。6
註釋 5： 關於短保護間隔（Short Guard Interval）的更多資訊， 參見802。11n： A Survival Guide的第三章。
註釋 6： 關於糾錯碼（Error-Correcting Codes）的更多資訊， 參見802。11n： A Survival Guide的第三章 。
2。4 物理層幀
當設計802。11ac物理層幀結構時，協議設計者會列出新的成幀需求。最重要的是，它需要與之前的802。11物理層相容。當一個802。11ac裝置發生傳輸時，802。11a和802。11n裝置必須能夠看到，並避免在802。11ac裝置工作的同時訪問同一通道。為了滿足這一要求，VHT物理層幀格式與802。11n所使用的混合模式的幀格式相類似，並與802。11a幀的起始域（field）相同。第二個細微差別是為了使多使用者MIMO傳輸，即前導碼（preamble）必須能夠描述空間流的數量，同時允許多個接收端接收幀。為了滿足這第二個需求，就需要一個新的物理層報頭，因為將802。11n的HT-SIG的前導碼擴充套件到新的通道頻寬以及多空間流應用並不容易。
相比802。11n，802。11ac的物理層要簡單得多，因為只有一種格式。如圖2-6所示，2-6（a）表示一個OFDM幀原始非HT的格式，圖2-6（b）表示802。11n混合模式幀格式，圖2-6（c）7表示VHT格式。
註釋 7：關於HT幀格式的更多資訊， 參見802。11n： A Survival Guide的第三章 。
圖2-6。 VHT物理層幀格式
VHT幀中的欄位如下：
Non-HT Short Training Field （L-STF）
（非HT短訓練欄位）和
Non-HT Long Training Field （L-LTF）
（非HT長訓練欄位）
這些欄位與在802。11中使用的相同；它們由一組12個OFDM符號的序列組成，用於幫助接收端識別該802。11幀，進行握手和同步，並選擇一個天線開始傳送等動作。任何支援OFDM操作的802。11裝置，都可以解碼這兩個欄位內容。
Non-HT Signal Field （L-SIG）
（非HT訊號欄位）
在802。11a中該子域用來描述幀的資料傳輸速率和長度（以位元組計），接收端可以透過這個資訊來計算幀傳輸的持續時間。802。11ac裝置將資料速率設定為6 Mbps並匯出一個以位元組為單位的虛擬長度，這樣，當任何接收端計算它的長度，它能夠與802。11ac幀所需的持續時間相匹配。
VHT Signal A （VHT-SIG-A）和 Signal B （VHT-SIG-B） Fields（欄位）
該VHT訊號欄位與802。11a的訊號欄位，以及802。11n的HT訊號欄位比較類似；但是，只有802。11ac裝置可以識別它們。該VHT訊號被分成兩個欄位，Signal A欄位和Signal B欄位。兩個欄位結合，描述了幀所包含的屬性，如通道寬度、調製和編碼，以及該幀是單使用者幀還是多使用者幀。由於它們的複雜性，這些域會進一步在“VHT訊號欄位”第35頁上描述。
VHT Short Training Field （VHT-STF） （
VHT短訓練欄位）
VHT STF的作用和Non-HT STF相同。正如第一個訓練欄位幫助接收機調諧訊號，VHT-STF有助於接收機檢測重複訊號和設定接收機增益。
VHT Long Training Field （VHT-LTF）
（
VHT長訓練欄位）
該VHT長訓練欄位由一個符號序列組成，從VHT訊號B欄位開始的剩餘部分由VHT長訓練域設定解調。根據所傳送的流的數量，它由1、2、4、6或8個符號組成；所需的符號序列數量會向上取值，因此，有5個空間流的鏈路則需要6個符號序列。該欄位也用於波束成形所依賴的通道評估過程。
Data field（
資料欄位）
資料欄位承載著更上層協議的報文，或者可能一個聚合幀包含著多個更上層協議的報文。該欄位會在40頁“資料欄位”中介紹。如果沒有資料欄位出現在物理層的有效載荷上，那麼它被稱為一個空資料包（
null data packet
，簡稱NDP），它被VHT PHY用於波束成形的建立、通道探測和調優。
空資料包是物理層而不是MAC層的資料包。當物理層資料包沒有嵌入的有效載荷時，當然也就不存在MAC層分析的報告。
2。4。1 VHT訊號欄位
802。11中所有多載波物理層，都使用一個訊號欄位來描述物理層幀的有效載荷，802。11ac也不例外。訊號欄位的目的是透過描述用於傳輸的引數，來幫助接收機對負載資料進行解碼。802。11ac將訊號分成兩個不同的部分，稱為訊號A和訊號B欄位。前者是屬於物理層報頭的一部分，所有接收機接收的這部分資訊都是相同的；然而，後者也作為物理層報頭的一部分，多使用者接收機接收的這部分資訊是完全不同的。
VHT訊號A欄位
訊號A欄位在幀的起始端，它有兩種結構，其中哪一種結構取決於是單使用者還是多使用者傳輸。圖2-7描述了單使用者傳輸的格式。（多使用者格式將在第四章中討論。）因為它攜帶用於解碼物理層幀有效負載的速率資訊，所以它採用保守的BPSK調製方式和可靠的R=1/2卷積碼進行傳輸。為了和其他節點裝置的互通，它採用802。11a物理層OFDM的調製方式，每個符號可以傳送24位的資料。在VHT訊號A欄位的兩個部分中，每一個都對應於一個OFDM符號，被稱為VHT-SIG-A1和VHT-SIG-A2。圖2-7（a）和圖2-7（b）分別表示了A1欄位和A2欄位的結構。為了幫助接收端識別報頭屬於一個VHT幀，星座點陣會在兩個符號之間交替。
圖2-7。 VHT訊號A欄位（單使用者格式）
訊號A欄位結構包括：
Bandwidth（頻寬）（2位）
這兩位用於指示通道頻寬：0、1、2、3分別代表20 MHz、40 MHz，80 MHz和160 MHz。
STBC（空時塊編碼）（1位）
若為了額外的健壯性，所有使用者的所有空間流經過
空時塊編碼（
STBC）8處理，那麼該欄位為1，否則為0。
Group ID（組ID）（6位）
若傳送一個單使用者幀，則這個欄位為0或63，此欄位使得接收機能夠確定該資料有效載荷是單使用者或多使用者。Group ID為0表示上行方向，幀傳送到AP，Group ID為63則表示下行方向，幀傳送到客戶端。
Number of space-time streams（空時流的數量）（3位）
註釋8：當無線電鏈路的數量超過空間流的數目時，STBC可以被使用；兩個空間流傳送同一個資料流。在效果上，它獲得了MIMO增益，從而增加了覆蓋範圍。
雖然該欄位表示空時流的數量，但該欄位是以零為初始值。因此，空時流的數量將比該域數值大1。例如，如果該欄位為3，則有4個空時流。
Partial AID
（區域性AID）（9位）
當對AP上行傳輸時，區域性AID設定為BSSID的最後9位。對於下行傳送至客戶端，區域性AID設定為接收端Association（關聯）ID與BSSID識別符號進行運算後得出的結果。
Transmit power save forbidden（發射功率節省禁用）（1位）
如果一個網路中的接入點允許客戶端裝置在他們有機會發送幀的時候關閉無線發射功能，則此域設為0。否則，設為1。
Short GI （短保護間隔）（1位）
這個欄位為1，表示物理層幀的資料載荷的保護間隔為400納秒。否則，它為0。
Short GI disambiguation （短保護間隔消歧）（1位）
當使用短保護間隔時，物理層幀的資料欄位可能需要的額外符號。有一個單獨的位用於表示是否需要額外的符號，（1）表示需要，（0）表示不需要。
Coding（編碼）（1位）
當使用卷積編碼保護資料欄位時，這個欄位為0，而使用LDPC，則為1。
LDPC extra symbol（LDPC額外符號）（1位）
傳送資料欄位時，LDPC編碼過程可能產生出一個額外的OFDM符號。此時該欄位設定為1，它表示需要額外的符號。
MCS（調製與編碼策略）（4位）
此欄位包含用於有效載荷的MCS索引值，如表2-3中第一列所示。
Beamformed （波束成形）（1位）
當一個傳輸使用了波束成形加權矩陣，此位被設定為1；否則，為0。
CRC（迴圈冗餘校驗）（8位）
CRC允許物理層幀的接收端檢測訊號A域的錯誤。
Tail（尾部）（6位）
它包括六個零來終止卷積編碼器，用以保護訊號A欄位。卷積碼需要在末尾添零使其“減速回落” ，便於其正常工作。
VHT訊號B欄位
VHT訊號B欄位用於設定資料速率，以及MIMO接收的調整。與VHT訊號A欄位類似，它透過保守的調製方式，幫助接收機確定有效負載的資料速率；然而，VHT訊號B欄位採用VHT MCS0的調製方式。相比VHT訊號A域使用的BPSK和R = 1/2卷積碼調製方式，VHT調製方式還是體現了很明顯的高效性。在設計上，VHT訊號B欄位是在一個單獨的OFDM符號裡被傳輸，這就是為什麼不同的通道寬度下，欄位的長度會有細微的差別。圖2-8顯示了VHT訊號B欄位的單使用者格式，以及不同的通道寬度對格式的影響。（該欄位的其他格式將在第四章中討論。）
圖2-8。 VHT Signal B field（VHT訊號B欄位）（單使用者格式）
在其單使用者格式中，原始的VHT訊號B欄位是26、27或29位，這取決於通道寬度，由以下欄位組成：
VHT Signal B Length（VHT訊號B長度）（17，19，或21位）
此欄位用於測量物理層幀資料欄位的有效載荷的長度，以四位元組為單元。該欄位隨著大小變化而變化，這樣一來，這個欄位的最大值，由一個大致恆定的持續時間內使用最寬的通道頻寬得到（一個40 MHz通道能夠在有效載荷欄位中傳送更多的資料，因而需要長度更長的欄位）。之所以該欄位測量的不是實際的位元組數量，而是四位元組塊的數量，主要是為了提高效率，這將在第52頁“幀大小和聚合”中解釋。
Reserved bits（保留位）（2或3位）
在VHT訊號B長度欄位和尾部之間的位被保留，且必須設定為1。
Tail bits（尾位）（6位）
由六個0位組成，以允許卷積編碼器來完成。
VHT訊號B欄位內沒有CRC。為了在VHT訊號B欄位中檢測錯誤，在資料欄位的開始會插入一個CRC，這會在下一節中描述。
為了傳輸VHT訊號B欄位，可以用一個符號填充在其可用空間內進行擴充套件。通道頻寬越寬，攜帶資料的能力越強，因此，訊號B欄位可以重複，如圖2-9。對於一個40 MHz通道，該欄位重複一次。對於一個80 MHz通道，則該欄位可以重複三次並附加0結尾。對於一個160 MHz（或80 + 80 MHz）通道，則該欄位被重複四次，並附加0結尾，然後將所得結構再重複一次。這個重複訊號欄位的過程將確保它恰好佔據一個符號。
圖2-9。 VHT Signal B expansion（VHT訊號B擴充套件）
2。4。2 資料欄位
資料欄位緊跟在物理層報頭後面，起始於傳送物理層幀的有效負載。資料欄位的格式如圖2-10。因為資料欄位的傳送緊跟在報頭之後，所以它採用物理層報頭中描述的資料速率進行傳送。而資料欄位則攜帶更高協議層的幀。
圖2-10。 物理層資料編碼
在更高層協議的資料開始傳送之前，還有幾個嵌在物理層幀內部欄位如下：
Service （16位）
該
Service
欄位在更高層協議的資料之前。它由7個位來初始化擾碼器，以防止出現長時間的連0或者連1，影響後級的編碼效能，並透過VHT訊號B欄位的CRC來校驗錯誤。
PHY Service Data Unit （物理層資料單元，簡稱PSDU）， or frame from MAC layer （或來自MAC層的幀）
PSDU欄位包含了一個來自MAC層的幀。它具有可變長度。
PHY pad（物理層
pad）
為了保證傳送到發射機的位的數量精確地匹配一個符號所需的位，則需要新增pad位。
Tail（尾）
當物理層幀使用卷積編碼保護時，新增尾位用於卷積編碼器緩慢降速。如果採用LDPC，則不需要尾位。
2。5傳送和接收過程
802。11ac介面框圖如圖2-11所示。此圖包含的介面可用於單使用者和多使用者幀的傳輸，但在本章重點講述單使用者傳輸。
圖2-11。 802。11ac介面框圖（單使用者）
當MAC產生需要傳送的幀時，該幀將被傳送到物理層，隨後的處理過程如下：
1。
服務欄位（Service field）的準備。
首先，為了構建傳輸，服務欄位被預置到資料之前。服務欄位中的主要部分是，基於VHT-SIG-B欄位內容所計算的CRC。
2。
PHY填充(PHY Padding)。
傳送的第一步是幀的填充過程，其目的是，經過填充的幀的長度與到物理層符號邊界末端所需要的位的數量相吻合。
3。
加擾(Scrambling)和前向糾錯（Forward Error Correction，簡稱FEC）編碼。
擾碼器在輸出端減少了連續出現相同位的長字串的機率，因為卷積編碼最適用於那些沒有連續相同的位的長字串資料。透過擾碼器輸出到一個FEC編碼器，可以是卷積編碼器或LDPC編碼器。為了實現眾多不同的編碼速率，一個單一速率的FEC編碼器的輸出可能經過壓縮
（punctured）
，來實現更高速率的編碼。9
4．
流解析（Stream parsing）。
流解析器接收到FEC編碼器的輸出後，將其重新劃分為多個塊，每塊的長度為單個空間流中單個符號的編碼的位數。例如，如果
註釋9：關於壓縮（puncturing）的更多資訊，請參考802。11 Wireless Network： The Definition Guide第十三章。
有兩個空間流，那麼流解析器會劃分出編碼位，並且以輪流的方式分配給每一個空間流。在這一點上，從流解析器到交織濾波器的位流就是一個空間流。流解析器的輸出從基帶部分傳輸到無線鏈路的第一個元件——交織器。
5．
分段解析(Segment parsing)。
所有160 MHz頻寬的傳輸，無論是使用一個連續的160 MHz的通道塊或兩個80 MHz的通道塊，都會被對映到兩個80MHz的頻率分段（
frequency segments
）。頻寬在20 MHz、40 MHz或80 MHz的資料傳輸不進行分段解析。
6．
卷積碼交織(Convolutional code interleaving)。
當無線通道上的誤碼不是連續出現時，使用卷積編碼的效果是最好的。交織器經過從載波行進列出的交織過程，將它們在卷積編碼器中分成不同的位流，這樣可以把誤碼分開，糾錯更加容易。（LDPC在星座對映後也具有類似的功能）。
7．
星座對映（Constellation mapping）。
透過選擇調製方式，位被對映到QAM星座點陣中。當使用更密集的調製方式，如64-QAM或256-QAM，更多的位將同時被對映。
8。
LDPC調諧對映（tone mapping）。
調諧對映使用星座陣點，確保它們被對映到透過有效距離分隔開的OFDM子載波上，它和卷積編碼的交織有異曲同工之妙。例如，在40 MHz的通道，兩個連續的星座點必須用至少六個OFDM子載波分離，以確保干擾必須在大約1。5MHz的頻寬之內。
9。
分段反向解析（Segment deparsing）。
對於160 MHz通道，分段反向解析器把兩個頻率分段合併在一起，把星座符號轉換成適合於傳輸的一系列空間流。
10。
空時分組編碼（STBC）。
這是一個可選功能。STBC是為了獲得額外的冗餘度，在多個天線上傳送一個空間流。空時分組編碼器將單個星座符號對映到多個無線電鏈路當中，將空間流轉換為空時流（space-time streams）。10
11。
導頻插入和迴圈移位多樣性（Pilot insertion and cyclic shift diversity，簡稱CSD）。
用於傳輸的星座點與資料合併起來，為導頻子載波建立一組完整的傳輸資料。當多個數據流同時並存時，將會給每一條資料流設定一個較小的相位偏移，主要目的是為了讓接收機正確區分每一條資料流。因為很小的相位偏移被應用到每個時空間流上，所以稱之為迴圈移位分集（
cyclic shift diversity
）。
12。
空分對映（Spatial mapping）。
空分對映器把空時流對映到傳輸鏈路中。最簡單的方法是直接對映，是指為了在一個單個傳輸鏈路傳輸，將一個空分流轉換為一個空間流。為了滿足更高的效能要求，空間對映器可將所有的時空流擴充套件到所有的傳輸鏈路中。這個過程是波束成形的關鍵組成部分，它可以將空時流的能量聚集在接收方向。11
13。
反向傅立葉變換（Inverse Fourier transform，簡稱IFT）。
反向傅立葉變換是把OFDM頻域資料轉換成可傳輸的時域資料。
14。
保護插入和視窗化（Guard insertion and windowing）。
保護間隔通常插入在每一個符號的開始部分，並且每個符號被視窗化，以改善到達接收機的訊號質量。
15。
前導碼建立（Preamble construction）。
建立由非VHT調製訓練域（見圖2-6（c））組成的前導碼。前導碼是為傳輸通道內的每個20 MHz通道建立的。為了對抗通道干擾，每個20 MHz分段的前導碼都設定了一個很小的迴圈延時。
16。
無線射頻和模擬部分（RF and analog section）。
這部分緊接在VHT前導碼之後，為即將從天線傳送出去的資料做準備。前一步產生的複雜波形被轉換成可以載入到載波的訊號，這些載波通道的中心頻率都是由當前AP選擇的。一個高功率放大器（HPA）用來提高發送功率，使訊號能夠按照要求傳輸到更遠的距離。
接收幀是傳輸的逆過程。從天線輸入的訊號經過每個無線電鏈路的低噪聲放大器（low-noise amplifier，簡稱LNA）放大，前導碼用來調整接收到的通道中發生的任何特定頻率衰落。對基於前導碼和導頻載波的通道補償之後，接入的資料就是一系列星座符號。如果採用STBC方式傳輸，星座符號的多個流將被組合成單個輸出的位流；否則，每一個空時流都成為它自己的星座符號流。星座符號變成位資訊，並由FEC解碼器處理，FEC解碼器將（但願）對產生的任何誤碼進行糾錯處理。所得的位流可以被解擾為MAC幀，並傳送給MAC層作進一步處理。
註釋10： 關於更多STBC的資訊，見802。11n： A Survival Guide第四章。
註釋11：一個空間的擴充套件會獲取一個給定數目的空時流，並透過矩陣乘法將它們對映到傳輸鏈路上。因為矩陣乘法可以影響到來自每一個傳輸鏈的能量大小，因此，當矩陣用來對波束能量進行轉向控制時，該矩陣被稱為控制矩陣（steering matrix）。
單一空間流的處理
相比多空間流，單一空間流傳輸的處理要簡單許多。當一個裝置傳送多個空間流，並把多個空間流合併成一條進行傳輸時，會消耗較多的計算資源。然而，一個空間流的處理，並不需要數字訊號處理（DSP）。沒有DSP的要求也大大降低了功耗，這也是為什麼許多小型的電池供電裝置都使用單一空間流的原因。
2。6 802。11ac資料速率
要回答“802。11ac到底有多快？”其實並不簡單。資料速率是由通道寬度、調製和編碼、空間流的數量以及保護間隔的組合來決定的。802。11ac草案2。0版本中，有5％的專門表格來描述802。11ac的速率。建立一個詳盡的表格或者一個非常複雜的公式並沒有太大的用處。相反，我會用幾個量化的數字來描述：
400 Mbps（40 MHz的通道寬度、短保護間隔和2個空間流）
這個速率和相同條件的802。11n相比要快整整1/3。
900 Mbps（80MHz的通道寬度、短保護間隔和2個空間流）
從技術上來講，只有867 Mbps。但它已經很接近1 Gbps的資料速率。雖然速率範圍還有待確定，但我預計第一代產品將能夠實現這一資料速率。
1 Gbps
雖然這不是規範本身定義的資料速率，但對於高階裝置來說，這是一個很容易就達到的目標。在與主流的3個空間流的802。11n裝置相同條件下，802。11ac可以達到1。3 Gbps的資料速率。或者，802。11ac在4個空間流和80MHz通道下，即使使用64-QAM，其速率仍然可以達到1Gbps。
2。6。1 802。11ac資料速率矩陣
也可以從另一個角度看802。11ac的速率，即“基線”速率。做為最基本的級別，802。11ac可以在20 MHz寬度的通道上傳輸單個空間流，而單個空間流的速率可以透過簡單的數學運算和許多更高的資料速率聯絡起來。每個空間流成比例地增加了吞吐量。更寬的通道也增加吞吐量比例。要得到任何MCS的速度，可以以基本20 MHz的單一空間流的速率，乘以空間流的數目，然後由通道修正係數乘以該結果。表2-4表示了其計算方法。指定左側列中的MCS值，在第二列中找到對應的資料速率。由指定的因素在接下來的兩列相乘產生所對應的資料速率。最右邊的三欄顯示了802。11ac標準的最大資料速率。
表 2-4 802.11ac 資料速率矩陣
“丟失”的MCS值
802。11ac標準中有些資料速率被列為“無效”，並且沒有進一步解釋，如表2-5中列出的幾個無效MCS值。粗略地說，這些MCS和通道寬度的組合，並不是完全適合在編碼和交織過程的邊界內來組裝一個幀。
表 2-5 無效的MCS值
為了更好的理解為什麼這些組合並不是完全適合在編碼和交織過程的邊界內來組裝一個幀，可以參考資料從較高層向下到符號的過程，如圖2-12所示。輸入的資料首先由一個前向糾錯編碼器進行處理。誤差糾正碼透過新增冗餘位來重新獲得誤碼，一個R = 5/6的程式碼將來自更高層協議的5個“資料”位進行編碼，併發射6個“已編碼”位。在802。11ac中有多個編碼器，每個編碼器都會產生一條編碼流，各編碼器的輸出被對映到每個子載波的通道上。
圖2-12 802。11ac從高層協議到符號的資料流
調製定義了每個子載波上有效編碼的位的數目。在20 MHz的通道上使用256-QAM調製時，假定每個子載波可用416個編碼位。當碼速率為3/4時，比如在MCS 8中，416已編碼的位被分解成104個塊。然而，當碼速率為5/6時，416個已編碼位元不能分成一系列完整的塊。因為6位的塊有69個，這樣還剩餘2位。所以802。11ac標準工作組決定不進行位的填充，只是簡單地列出無效的資料速率。
大致說來，評判MCS是否是有效的規則是，每個子載波的編碼的位的數量必須是編碼流的數量的整數倍。並且，每個編碼流的編碼位的數目必須是分母中的位元速率12的整數倍。
註釋12：具體細節， 見802。11文件11-10/0820r0（
http：//
bit。ly/labp0zj
）的第4張幻燈片， 它闡述了MCS選擇的框架， 以及802。11文件11-11/0577r1（
http：//
bit。ly/12E9T5a
）， 文件中提出，透過在產品中新增編碼器的數量，來達到在802。11ac中填充一些資料速率孔的目的。
關於802.11ac調製選項的簡化
802。11ac的MCS值相比802。11n要少許多選項，其中的原因之一是MCS值不再和空間流的數量繫結在一起。在802。11n標準中，MCS 0和MCS 8都使用BPSK R = 1/2。而在802。11ac標準中，MCS值僅被定義為調製和編碼方式的組合，不再包含空間流的數量。關於802。11ac簡化MCS選擇第二個原因是，它丟棄了不對等的調製選項（802。11n的MCS值從33至76）。802。11n規定了透過不對等調製方式來支援波束成形。802。11n所採用的波束成形的傳送方式，使得每個空間流具有不同的信噪比（SNR）。使用不對等調製的目的是使高SNR流可以使用高資料速率來調製，而低SNR流使用低資料速率調製。例如，802。11n的MCS 42調製方式中，一條流採用64-QAM，另一條流採用16-QAM，以及第三條流採用QPSK。這種調製的目的是根據不同的SNR值選擇不同的調製方式。
802。11ac丟棄了不對等調製，並將其作為其資料速率選擇簡化的一部分，最終，802。11ac要求發射波束成形的所有空間流具有完全相同的調製方式。
註釋12：具體細節， 見802。11文件11-10/0820r0（
http：//
bit。ly/labp0zj
）的第4張幻燈片， 它闡述了MCS選擇的框架， 以及802。11文件11-11/0577r1（
http：//
bit。ly/12E9T5a
）， 文件中提出，透過在產品中新增編碼器的數量，來達到在802。11ac中填充一些資料速率孔的目的。
2。6。2 802。11ac與其他802。11物理層資料速率的比較
參見表2-6，它從另一個角度比較了幾個無線技術的組合中可能產生的最高資料速率。該表比較了最高的但未必是典型的資料速率。其中802。11ac例舉了256-QAM的資料速率，而在實際網路部署中256-QAM並不容易實現。
表 2-6 不同802.11標準的資料速率對比
a MCS 9在802。11ac 20 MHz通道下無效， 所以802。11ac 20 MHz時的值是MCS 8。
b MCS 9在3條流160 MHz通道的802。11ac裝置下無效， 所以這個值是更低的MCS 8。
C4個流的802。11n產品從未被大量釋出。我預計市場將直接跨越4個流的11n至4個流的11ac；表中該行內容的主要目的是為了比較。
2。7 強制性物理層功能
802。11ac是一個具有大量協議功能的複雜規範。表2-7對強制性或選擇性協議功能進行了劃分。一般原則上，Wi-Fi聯盟認證專案驗證的是規範中的強制性功能，而可選測試專案的建立，只是為了驗證被廣泛支援以及一些高價值的功能。
表2-7 物理層的功能分類
